Proces załączania tyrystora, następujący w wyniku wprowadzenia do obwodu bramki stromego impulsu sterującego, przebiega w czasie ze skończoną prędkością. Dodatnie napięcie istniejące w okresie blokowania między anodą a katodą utrzy­muje się na mniej więcej początkowej wartości przez czas opóźnienia t_d. W tym okresie czasu następuje przemieszczenie elektronów i dziur w warstwach tyrystora, nadające początek przepływowi prądu. W ciągu znacznie krótszego czasu t_r napięcie to maleje następnie do wartości napięcia przewodzenia U_T Całkowity czas włączenia  Tyrystor tanie falowniki , czyli dioda sterowana mocy, składa się z czterech warstw o typie prze­wodnictwa na przemian typu p oraz n   Anodę stanowi warstwa p_x, zaś katodę warstwa n₂- Między poszczególnymi warstwami tworzą się strefy c_1? c₂, c₃. Przy ujemnej polaryzacji anody strefy c_x oraz c₃ charakteryzują się małą konduk-tancją. Tyrystor zachowuje się jak dioda przy wstecznej polaryzacji, jego charakte­rystyka /, pokazana w III ćwiartce (rys. 2.4) jest podobna do charakterystyki diody przy pracy zaworowej. Na skutek zróżnicowanej gęstości domieszek obcych atomów w poszczególnych warstwach tyrystora, napięcie panujące na granicy strefy c₃ stanowi niewielką część napięcia zaworowego U_R; większa jego część przypada na strefę c_t.

Natomiast przy dodatniej polaryzacji anody strefa c₂ na granicy warstw n_x oraz p₂ ma własności zaworowe, podczas gdy strefy c_x i c₃ nie stanowią zapory dla prze­pływu prądu. Charakterystykę tyrystora przy dodatniej polaryzacji anody przed­stawia krzywa 2 w I ćwiartce (rys. 2.4.) Natężenie prądu płynącego przez tyrystor jest niewielkie, praktycznie tego samego rzędu co prąd wsteczny przy ujemnej po­laryzacji. Jest to stan blokowania przez zawór dodatniego napięcia anodowego U_D. Po przekroczeniu określonej wartości tego napięcia tyrystor skokowo prze­chodzi w stan przewodzenia. Jego charakterystykę dla tego stanu przedstawia krzy­wa 3   Jest ona podobna do charakterystyki przewodzenia diody i może być opisana przybliżonym równaniem

Własności elektryczne półprzewodników są w znacznym stopniu zależne od tem­peratury. Nadmierny wzrost temperatury złącza półprzewodnikowego może pro­wadzić do utraty jego zdolności blokowania napięcia dodatniego oraz do utraty zdolności zaworowych, a w następstwie do jego trwałego uszkodzenia. Z tego po­wodu dla półprzewodnikowych zaworów krzemowych dopuszcza się w normalnych warunkach pracy maksymalną powtarzalną temperaturę rzędu 100—115°C. Krótko­trwałe wzrosty temperatury w warunkach chwilowego przeciążenia zaworu nie po­winny przekraczać 125 C. W stanach awaryjnych złącze osiąga temperatury wyższe, jednakże w każdym przypadku po przekroczeniu maksymalnej dopuszczalnej spo­radycznie temperatury ok. 125°C zawór powinien być wyłączony z pracy na czas wystarczający do ostygnięcia. Opisane wyżej ograniczenia stanowią podstawę okreś­lania dopuszczalnych strat powstających w złączu. Natężenie prądu w obwodzie zasilanym przez tyrystor i falownik zwiększa się, po przyło­żeniu impulsu bramkowego, ze skończoną prędkością. Jest ona zależna głównie od parametrów obwodu zewnętrznego, to jest obwodu zasilającego tyrystor oraz obwodu zasilanego. Prąd ten musi osiągnąć wartość większą od prądu podtrzy­mania I_H w przedziale czasu trwania impulsu sterującego prądowego I_FG. Okolicz­ność ta wyznacza minimalny czas trwania tego impulsu, zwany również szerokością impulsu — jeżeli jest on mierzony w stopniach elektrycznych. Jest to szczególnie istotne w układach tyrystorowych zasilających obwody o dużych indukcyjnościach falownik , na przykład obwody wzbudzenia maszyn elektrycznych.

Impulsy prądu sterującego mają zwykle kształt podany na   Natężenie prądu bramki jest ograniczone dopuszczalnymi stratami cieplnymi w strefie c₃ bramki   Natężenie to oraz szerokość impulsu są również ograniczone mocą wyjściową elektronicznego generatora impulsów sterujących oraz energią, którą może on dostarczyć w każdym impulsie Własności statyczne diod i tyrystorów i falownika są dla celów projektowania układów okreś­lone szeregiem charakterystycznych wartości napięć i prądów.

Układ mostkowy, przedstawiony   składa się wyłącznie z zaworów sterowanych. Stąd nosi on również nazwę mostka pełno sterowanego W pracy układów mostkowych wykorzystywane są obydwie półfale sinusoidy każdego z na­pięć zasilających. Wskutek tego liczba taktów okresów pracy prostownika jest dwu­krotnie większa od liczby faz układu zasilającego. Prostownik i falownik taki może wobec tego być rozpatrywany jako układ o liczbie m dwa razy większej od liczby faz sieci wanego. Dioda rozładowcza działa także w zakresie prądów przerywanych prze­kształtnika. Odbiorniki wymagające zmiany kierunku pobieranego prądu mogą być zasilane przez przekształtniki jednokierunkowe lub nawrotne. Rozwiązanie z przekształt­nikiem jednokierunkowym jest oczywiście znacznie tańsze, lecz wymaga zastosowa­nia urządzeń przełączających w obwodzie prądu wyprostowanego. W okresie prze­łączania odbiornika następuje przerwanie prądu falownika  przekształtnika na czas od kilku­nastu do kilkudziesięciu milisekund. Odbiornik nie jest więc w tym okresie sterowany lub może być sterowany tylko w ograniczonym zakresie (hamowanie oporowe, obwód z diodą rozładowczą itp.). Zastosowanie manipulacyjnej aparatury stykowej w obwodzie prądu wyprostowanego zmniejsza poza tym niezawodność pracy. Z powyższego wynika, że taki rodzaj układu nawrotnego jest dopuszczalny dla odbiorników nie wymagających ciągłego sterowania prądem wyprostowanym w czasie nawrotu oraz przełączanych stosunkowo rzadko.

Odmianę układu nawrotnego z przekształtnikiem jednokierunkowym stanowi napęd silnikiem prądu stałego z odwracaniem kierunku wzbudzenia. Kierunek prądu twornika nie ulega zmianie przy nawrocie, a zmiana kierunku momentu obrotowego silnika następuje przez zmianę biegunowości strumienia magnetycz­nego. Zaletę układu stanowi ograniczenie kosztu przekształtnika tyrystorowego i brak aparatury przełączającej w obwodzie twornika. Wadą jest konieczność wy­łączenia lub znacznego ograniczenia prądu na okres od kilkudziesięciu do kilkuset milisekund w czasie zmiany kierunku strumienia magnetycznego oraz złożony układ sterowania prądem wzbudzenia. Układ z odwracaniem kierunku wzbudzenia jest stosowany do nawrotnych napędów średniej i dużej mocy, którym nie stawia się zbyt wysokich wymagań odnośnie dynamiki nawrotu. Jeżeli okres bezprądowy w czasie nawrotu musi być ograniczony do kilku lub kilku­nastu milisekund, stosuje się przekształtnik nawrotny w układzie przeciwrównoleg-łym, z blokadą prądów wyrównawczych. Koszt tyrystorów oraz układów zapło­nowych i zabezpieczających jest w tym przypadku prawie dwukrotnie wyższy niż w układach z przekształtnikami jednokierunkowymi. Do zasilania przekształtnika stosuje się transformator dwuuzwojeniowy lub autotransformator. Można także przyłączyć przekształtnik do sieci przez dławiki. Układ krzyżowy z regulowanym prądem wyrównawczym jest droższy i bardziej skomplikowany niż układ przeciwrównołegły, gdyż w większości przypadków falowników wy­maga transformatora trójuzwojeniowego oraz dławików do ograniczenia składowej zmiennej prądu wyrównawczego. Układ taki falownika  umożliwia jednak ciągłe sterowanie prądem odbiornika w czasie nawrotu, dzięki czemu uzyskuje się najkrótsze czasy nawrotu i eliminuje niekontrolowany okres bezprądowy. Układ krzyżowy charakte­ryzuje się również największą niezawodnością przy odpowiednim rozmieszczeniu dławików i wyłączników w obwodzie prądu wyprostowanego.

Odniesienie wartości składowej zmiennej do napięcia idealnego biegu jałowego U_so pozwala uzyskać wymierne wyniki w całym zakresie kąta wysterowania a, co byłoby niemożliwe w przypadku przyjęcia za jednostkę odniesienia napięcia U_s. wynika, że udział składowych wyższych częstotliwości rośnie szybciej przy wzroście kąta a niż udział składowych wolnozmiennych. wartości poszczególnych harmonicznych jako funkcję kąta wysterowania tyrystorów bez uwzględnienia zjawiska komutacji, tj. dla q = 0.

Komutacja powoduje zwiększenie zawartości składowych zmiennych przy małych kątach wysterowania a, a zmniejszenie udziału harmonicznych przy dużych wartoś­ciach a. Wpływ kąta komutacji q na odkształcenie napięcia wyprostowanego przy a = 0  W trójfazowym, falownik półsterowanym układzie mostkowym nie można obliczać udziału składowej zmiennej za pomocą wyrażenia (4.12). Należy uwzględnić wpływ „pół-mostka” tyrystorowego, który jest sterowany w zakresie a = 0—180° i wpływ nie-sterowanego „półmostka” diodowego. Na rys. 4.4 przedstawiono względną wartość poszczególnych harmonicznych w napięciu wyprostowanym jako funkcję kąta wy­sterowania „półmostka” tyrystorowego.

W układach przemysłowych często zachodzi konieczność równoległego łączenia tyrystorów. Obecnie wytwarza się już wprawdzie zawory sterowane o prądzie zna­mionowym 600—900 A, lecz prądy obciążenia dużych przekształtników mogą być znacznie większe.

Przy łączeniu równoległym należy zwrócić specjalną uwagę na równomierny rozpływ prądu we współpracujących zaworach. Ich obciążenie nie może przekro­czyć dopuszczalnych wartości w stanie ustalonym oraz w stanach przejściowych. Na żadnym z zaworów nie wolno przekroczyć granicznych strat oraz granicznej pochodnej prądu (di_Tldt)_M. Nierównomierny rozpływ prądu może być spowodowany różną wartością rezy­stancji w gałęziach równoległych oraz niewłaściwym rozmieszczeniem przestrzennym elementów w układzie. Przyczyną niejednakowego obciążenia się zaworów w stanach przejściowych bywa także rozrzut czasów załączenia tyrystorów stanowiący skutek niewłaściwego kształtu impulsów zapłonowych.

Z powyższych uwag wynikają określone wymagania dotyczące konstrukcji prze­kształtnika i charakterystyki impulsu zapłonowego. Niemożliwe jest uzyskanie w warunkach technicznych idealnie równomiernego rozpływu prądu w tyrystorach pracujących równolegle. Z tego powodu średni prąd gałęzi przekształtnika złożonej z n równoległych tyrystorów o dopuszczalnym prą­dzie obciążenia I_T(_AV) oblicza się przy pomocy zależności

W przypadku przekształtnika z komutacją naturalną, pracującego ze zmiennym obciążeniem należy zwrócić dodatkowo uwagę na wahania temperatury złącza z częstotliwością sieci. Poszczególne tyrystory są załączane i wyłączane z częstotli­wością 50 Hz, tzn. że ich podstawowy cykl pracy złożony z okresu przewodzenia oraz okresów: zaworowego i blokowania, trwa 20 ms. Jest to okres bardzo krótki w stosunku do stałych czasowych radiatora oraz korpusu tyrystora, wobec czego można przyjąć, że temperatura tych elementów nie zmienia się z częstotliwością sieci. Stała czasowa samego złącza wynosi jednak tylko kilka milisekund, wobec czego zmiany prądu przewodzenia i strat z częstotliwością sieciową powodują zmiany temperatury złącza. Amplituda tych zmian wynosi kilka stopni i powinna być brana pod uwagę przy granicznym wykorzystaniu zaworu.

W oparciu o ogólne wyrażenia   można wyprowadzić falownik prostsze za­leżności do obliczania przyrostu temperatury złącza dla typowych przebiegów ob­ciążenia. Takie zależności zestawiono

W przypadku dowolnego, periodycznie zmiennego obciążenia o długości okresu do 10 s można uzyskać dosyć dobre przybliżenie stosując uproszczoną metodę obliczeń. Zakłada się, że temperatura radiatora nie ulega zmianie, a przyrost tem­peratury czynnik chłodzącykorpus tyrystora można obliczyć na podstawie strat średnich za okres zmiennego obciążenia

3*- 3„ = ~k– V P,        + R,k_P)  x=l

przy czym:

t_x — długość cyklu obciążenia zmiennego; P_x — straty chwilowe występujące w czasie t_x.

Przebieg temperatury złącza oblicza się jako sumę temperatury radiatora i zmien­nego przyrostu temperatury w tyrystorze, określonego jedną z poprzednio podanych metod, np. za pomocą krzywej impedancji termicznej

A3_T= Z AP_xZ_thnt._tx) (4.37) x=l

przy czym:

AP_X — zmiana wartości strat w stosunku do poprzedniego przedziału; ZthT(t-t_x) — impedancja termiczna tyrystora odczytana z wykresu dla czasu (t — t_x).

Analizując poszczególne przedziały cyklu należy znaleźć maksymalną wartość przyrostu falownika AS_Tm i na tej podstawie obliczyć maksymalną temperaturę złącza

S_2m = 9, + A5_Tm (4.38)

Rozwój technologii produkcji złącz półprzewodnikowych pozwala wytwarzać tyrystory i diody mocy o coraz wyższych parametrach napięciowych. W roku 1972 były już osiągalne tyrystory o prądzie znamionowym 200 A oraz napięciu szczy- przedstawiono schemat szeregowego połączenia tyrystorów oraz dodatkowe środki zapewniające poprawną pracę układu. Podstawowe znacze­nie ma, podobnie jak w układzie równoległym, kształt i amplituda impulsu zapło­nowego. Stromość czoła rzędu 2—3 A/us i amplituda 2—3 A na jeden tyrystor stanowi warunek ograniczenia rozrzutu czasów załączania tyrystorów średniej i dużej mocy do wartości 1—3 us.

Indukcyjność tłumiąca L_g jest potrzebna do ograniczania stromości narastania napięcia na najpóźniej załączających się tyrystorach szczególnie przy dużej liczbie zaworów szeregowych. W większości przypadków wystarcza indukcyjność roz­proszenia transformatora, czasem falownik jednak musi być zastosowany dodatkowy dławik. Obwody tłumiące RC łączone równolegle z zaworami chronią tyrystory przed przepięciami w stanach przejściowych. Sposób ich obliczania i doboru omówiono w rozdz. 6. Należy jednak pamiętać, że w układach szeregowych zalecane jest sto­sowanie rezystorów i kondensatorów o zawężonych tolerancjach parametrów.

Jeżeli zawory są obciążone napięciem stałym lub wolnozmiennym, wówczas układy RC nie spełniają funkcji symetryzującej w stanie ustalonym. Konieczne jest więc przyjęcie dodatkowego, potencjometrycznego dzielnika napięć, złożonego z k re­zystancji R_s. Wartości rezystancji powinny być tak dobrane, aby prąd płynący przez potencjometr był kilka razy większy od prądu wstecznego wzgl. prądu blo­kowania tyrystorów. Przy doborze rezystancji bocznikującej można również posłużyć się zależnością kU_Dd-U (k-l)I_DM

gdzie:

U_Dd — dopuszczalna (robocza) wartość napięcia blokowania jednego tyrystora (obniżona w stosunku do U_DRM o współczynnik bezpieczeństwa napię­ciowego) ;

U — napięcie przyłożone do układu;

I_DM — największa, spodziewana wartość prądu blokowania.

Powyższą zależność wyprowadzono przy założeniu, że zastępcza rezystancja w stanie zaworowym najbardziej narażonego tyrystora jest zbliżona do nieskoń­czoności (I_D x 0).

Nie można liczyć na całkowite wyrównanie napięć działających na poszczególne elementy półprzewodnikowe układu szeregowego nawet w przypadku zastosowania wszystkich omówionych wyżej środków. Z tego powodu wskazane jest dobieranie liczby falowniki  i klasy napięciowej łączonych szeregowo tyrystorów i diod.

Zadanie transformatora w układzie przekształtnika tyrystorowego  polega na:

1)    dostosowaniu fazy i wartości napięcia sieci zasilającej do potrzeb układu tyrystorowego;

2)    ograniczeniu wpływu zakłóceń powstających w sieci na przekształtnik oraz wpływu zakłóceń wynikających z charakteru pracy przekształtnika na sieć zasilającą;

3)    ograniczeniu prądu zwarcia.

—    napięcie mostka tyrystorowego powinno być o 15—20% większe od napięcia mostka diodowego, aby zapewnić niezawodne obniżenie napięcia odbiornika do

zera;

—    mostek tyrystorowy musi być sterowany nawrotnie;

—  dla mostka diodowego należy przyjąć cos «_g = 1. Zazwyczaj zakłada się:

—    napięcie biegu jałowego mostka diodowego U_soD = 0,45 U_so;

—    napięcie biegu jałowego mostka tyrystorowego U_soT — Q,55 U_so.

Na tej podstawie należy określić napięcia wtórne transformatora i moce uzwojeń.

Ważnym parametrem transformatora jest względne napięcie rozproszenia u_x, przy pomocy którego można obliczyć indukcyjność rozproszenia transformatora L, oraz reaktancję rozproszenia X_t = 2nf₀L_t. Reaktancja X_t decyduje o ustalonej wartości spodziewanego prądu zwarcia, a indukcyjność L_t o prędkości narastania prądu przewodzenia tyrystorów. Napięcie falowników rozproszenia transformatorów zasila­jących przekształtniki tyrystorowe jest zazwyczaj większe od napięcia rozproszenia normalnych transformatorów sieciowych odpowiedniej mocy i wynosi od 6% przy średnich mocach do 10% przy bardzo dużych. Zwiększenie wartości napięcia zwarcia falowniki powoduje zwiększenie kąta komutacji, a więc zwiększony pobór mocy biernej przez przekształtnik, co pociąga za sobą jednak zmniejszenie zawartości wyższych harmonicznych w prądzie pobieranym z sieci.

Przekształtniki tyrystorowe niewielkiej mocy mogą być zasilane bezpośrednio z sieci bez pośrednictwa transformatora, jeżeli napięcie sieci U_L odpowiada napięciu wyprostowanemu U_sN. Międzyprzewodowe napięcie sieci 6^ = 380 V pozwala uzyskać następujące znormalizowane napięcia wyprostowane:

U_sN = 220 V — w jednofazowym układzie mostkowym oraz trójfazowym układzie gwiazdowym;

U_sn = 440 V — v/ trójfazowym układzie mostkowym.

Jeżeli od układu wymaga się znacznej przeciążalności, należy sprawdzić wartość napięcia wyprostowanego przy obciążeniu przekształtnika maksymalnym prądem

Przy omawianiu reakcji łańcuchowej rozwoju wybuchu pod­kreślono, że szybkość spalania zależy od tego, w jaki sposób prze­biega rozwój reakcji łańcuchowej. W przypadku gdy szybkość ta gwałtownie rośnie, również szybkość przenoszenia się ciepła i posuwania się płomienia wzrosłaby teoretycznie do nieskończo­ności. W rzeczywistości jednak szybkości te są ograniczone po­nieważ zależą one nie tylko od szybkości rozwoju reakcji łańcu­chowej, ale również od prędkości, z którą aktywne rodniki i atomy dyfundują do strefy palenia oraz przeciwnie do kierunku pręd­kości, z którą cząsteczki nie spalonego gazu dyfundują do strefy spalania (oscylacja). Prędkość przenoszenia się ciepła i posuwania się płomienia zależy więc od ruchu cząsteczek, które w określo­nych granicach temperatur mają określoną prędkość nie prze­kraczającą kilkunastu kilometrów na sekundę.

Możliwość znacznego wzrostu szybkości spalania występuje jedynie w warunkach sprzyjających temu wzrostowi, np. w mie­szaninie gazów z czystym tlenem lub przy ruchu wirującym. Jeżeli szybkość spalania wzrośnie ponad szybkość dźwięku, po­jawią się wyraźne spiętrzenia fali wywołujące wzrost ciśnienia. Prowadzi to do dodatkowego nagrzania się nie spalonej miesza­niny i do zwiększenia prędkości dyfuzji. Falę tę nazywamy falą detonacyjną. Fala detonacyjna o stromym czole posuwa się przy temperaturze 3—3,5 • 10³°C z rosnącą wciąż prędkością docho­dzącą do kilku kilometrów na sekundę; oczywiście odpowiednio wzrastają również ciśnienia. Mówi się wówczas, że wybuch prze­szedł w detonację.

Wybuch może nastąpić przy stałym wydzielaniu się gazu, pary lub pyłu przez nieszczelności aparatury lub przez jednora­zowe wydzielenie się (szczególnie niebezpieczne) takiej ilości sub­stancji palnych, że przy źle rozwiązanej wentylacji wypełni prze­strzeń kilku metrów sześciennych. Stężenia w tej przestrzeni mogą występować od dolnej (lub nawet poniżej) aż do górnej granicy wybuchowości. W czasie szybkiego przebiegu reakcji spa­lania i szybkiego narastania ciśnienia spaliny sprężają nie spa­lone jeszcze warstwy, co może doprowadzić do oscylacji fal od­bijających się od ścian lub przedmiotów. Przebiegi oscylacyjne, zakłócając przenoszenie się płomienia, mogą doprowadzić do detonacji.

Pyły cyrkonu mają zapalność obliczoną w ten sam sposób równą 58 000, a ciśnienie wybuchu p ^ 6,3 atm. Stosunek zapal­ności do pyłu wzorcowego równa się 0,087.

Metoda amerykańska zaleca jeszcze brać pod uwagę prędkość narastania ciśnienia. Te ostatnie dane są trudne do uzyskania (podano je ogólnie w tabl. 18). W przykładzie pominięto prędkość narastania ciśnienia i pomnożono zapalność przez stosunek ciś­nienia wybuchu cyrkonu do ciśnienia wybuchu pyłu wzorcowego; 6 3

stosunek ten wynosi — – = 1,8. Ostatecznie otrzymuje się wskaź-3.5

nik zagrożenia wybuchu cyrkonu 0,087 • 1,8 = 0,156. Licząc po­dobnie otrzymamy wskaźniki zagrożenia dla pyłu glinu 0,285, magnezu 2,05, siarki 0,124, kakao 3,4, cukru 1,2, mąki kukurydzia­nej 2,1, mąki pszennej 2,4, szelaku 0,195, polistyrenu 0,248, poliu­retanu 0,38 itd.